在电力电子学科中，人们一直追求对功率变换器装置和功率半导体器件实现高频化。随着宽禁带半导体工艺的进步和完善，电力电子学科也迎来了很多发展机会和挑战[1]。作为一种重要的宽禁带半导体器件，碳化硅-金属氧化物半导体场效应晶体管(silicon-carbide metal oxide-semiconductor field effect transistor, SiC MOSFET)在业界获得很多关注。目前，国际上的SiC MOSFET产品已经具有很好的可靠性，并逐步在电动汽车、光伏逆变器、充电桩等领域得到应用[2]。
SiC MOSFET器件的开关瞬态极短，虽然可以带来较低的开关损耗，但是较高的管电流变化速度(diD/dt)和端电压变化速度(dvDS/dt)会造成开关瞬态严重的过冲和振荡。SiC MOSFET的开关瞬态过冲幅值、开关损耗等开关特性之间存在明显的制约关系。学术界为了实现SiC MOSFET各开关特性之间更好的折中，提出了多种方法。由于SiC MOSFET的常规栅极驱动(conventional gate drive, CGD)方法无法控制器件以实现理想的开关行为，于是从驱动侧对器件的开关行为作优化成为一个研究热点[3]。这种控制方法被称作主动栅极驱动(active gate drive, AGD) 方法。AGD方法通过改变或调节SiC MOSFET的驱动电压、驱动电流、驱动电阻，实现对开关特性的主动控制，从而提高对器件的利用率。
针对SiC MOSFET，国内外学者已经提出了多种AGD方法。为了方便对已有的AGD方法作简要综述，本文将这些驱动方法按照反馈方式，划分为开环型驱动方法[4-10]和闭环型驱动方法[11-21]。
对于开环型驱动，文[4]给出了SiC MOSFET开关瞬态的数学模型，并通过双脉冲实验研究了驱动电压、驱动电阻和栅极电容对开关行为的影响，实验结果与数学模型吻合得很好。文[4]描述了各个开关特性之间存在的制约关系，相关的研究结果为通过开环方式来最大程度优化SiC MOSFET的开关特性提供了依据。文[6]通过在SiC MOSFET的开通瞬态施加较小的驱动电压、在关断瞬态施加较大的驱动电压，降低了iD的变化速度，从而改善了器件开关瞬态的振荡和电磁干扰。但是，由于没有对iD、vDS的反馈采样，该方法施加的驱动电压的中间电平也影响了延迟阶段和dvDS/dt阶段，从而造成了开关延迟和损耗的明显增大。文[9]提出了一种从栅极侧抑制开关瞬态栅极电压(vgs)振荡的方法，但是该开环方法无法保证在不同的器件型号或者工况(母线电压Vbus、负载电流IL等)下，都能够在准确时刻施加对栅极振荡电压的抑制，并且该方法相对于CGD方法增大了器件的开通损耗。
对于闭环型驱动，Yang等[11-12]提出的数字型闭环AGD方法，通过对diD/dt、vDS的反馈以及对开关瞬态驱动电压的中间电平值施加时刻的推导和计算，对SiC MOSFET的延迟、过冲、开关损耗、电磁干扰(electromagnetic inference, EMI)等性能进行更好的折中和优化。但是，在开通瞬态，该AGD方法会在dvDS/dt阶段对驱动侧施加较小的驱动电压值，从而无法对开通损耗进行最大限度的降低。此外，相对于CGD方法，文[11-12]提出的AGD方法在开通瞬态的dvDS/dt阶段施加了更低的驱动电压和更小的驱动电阻，而这二者对损耗的影响是相反的。相对于CGD方法，尽管文[11-12]所提的驱动方法降低了开通损耗，但这一优势没有得到充足的解释或证明。文[16]采用分压电路对vgs采样，并在SiC MOSFET的功率源S端串接额外电阻实现对iD的采样。文[16]为抑制开关瞬态iD、vDS的振荡，在采样反馈的基础上，通过改变驱动电阻以及触发额外的栅极电流源，明显抑制了开关瞬态iD、vDS的振荡和过冲。但是，文[16]所提的方法需要在主回路引入采样电阻，这将带来显著的额外损耗并降低整个变换器效率。而且，如文[16]所分析的，该方法在抑制iD、vDS的振荡和过冲的同时，造成SiC MOSFET的开关损耗增大。Zhao等[18-19]等提出了一种多驱动电平AGD方法，可以对开关瞬态的EMI、损耗、diD/dt、dvDS/dt进行在线调节。他们通过实验验证了该AGD方法相对于CGD方法，可以缩短关断延迟。此外，Zhao等[18-19]还提出了一种SiC MOSFET的开关瞬态模型，可以对器件开关特性进行定量描述。在该模型下，驱动板通过接收控制板传输过来的母线电压(Vbus)、负载电流(IL)等采样值，可以在线调节器件开关行为。但是，文[18-19]在该开关模型下对开关特性实验结果的总结，虽然与众所周知的开关特性的定性描述一致，但缺乏对所提模型准确性的实验验证，因此所提模型的意义不大。文[18-19]也没有将所提的AGD方法与CGD方法进行开关损耗、过冲等方面的对比分析，难以显示其优势。
总之，开环型驱动方法的实现方式更加简洁，但是由于没有对器件关键量(iD、vDS、vgs、diD/dt、dvDS/dt、IL、Vbus等)的反馈，导致对工况变化不能很好地适应，甚至会在工况变化较大时出现失效的情况。相反地，闭环型驱动方法通过反馈采样电路，可以获知SiC MOSFET当前所处的换流工况或者开关瞬态阶段，然后施加相应强度的驱动电压、驱动电流或驱动电阻，于是对各种换流工况的适应能力更强。
可见，大多数已有的AGD方法在对SiC MOSFET的开关瞬态过冲及EMI特性进行抑制的同时，不可避免地增大了器件的开关损耗。此外，这些已有的AGD方法只停留在双脉冲或多脉冲的原理验证上，缺乏在变换器中应用的验证。双脉冲和多脉冲的实验对驱动板的可靠性、关键元件的功耗等要求不高，因此不能说明相应的驱动板可以在变换器中进行连续工作。本文将AGD方法应用于变换器中，考察在不增大功率器件开关瞬态过冲的情况下，最大程度地降低器件开关损耗以提高变换器效率。
本文作者之前提出了一种适用于绝缘栅双极型晶体管(insulted gate bipolar transistor, IGBT)的主动栅极驱动方法——自调节电压源型驱动方法(self-regulating voltage-source gate drive, SRVSD)[22-23]。本文进一步分析了将SRVSD应用于开关速度极快的SiC MOSFET的开关特性控制时，需要进行的驱动电路参数调整或补偿，并用双脉冲实验将其控制效果与CGD方法进行对比。最后，本文在一个Buck变换器上使用SRVSD方法，验证了其相对于CGD方法，可以更好地提升变换器效率。
1 适用于SiC MOSFET的SRVSD方法 1.1 SRVSD方法原理简介图 1给出了SiC MOSFET硬开关的基本换流单元的示意图，其中下管SiC MOSFET处于恒断状态，负载电感并在下管，由上管SiC MOSFET主管(图中device under test, DUT)和下管二极管(图中D)进行换流工作。
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| 图 1 (网络版彩图)SiC MOSFET硬开关的基本换流单元 |
按照1中标注的参考方向，将DUT主管的管电流、端电压分别记作iD、vDS，将下管二极管的管电流、端电压分别记作idiode、vdiode，母线电压、负载电流分别记作Vbus、IL，母线电容、负载电感、换流回路杂散电感、换流回路杂散电阻分别记作Cbus、Lload、LS、RS。
如图 2所示，将SiC MOSFET的开通、关断瞬态各划分为4个阶段。图 2中标注的S1、S2、S3、S5、S6、S7分别指SiC MOSFET开通延迟阶段、开通diD/dt阶段、开通dvDS/dt阶段，以及关断延迟阶段、关断dvDS/dt阶段、关断diD/dt阶段。与IGBT不同的是，SiC MOSFET在开通、关断过程末尾时，即图 2中的Sring, on和Sring, off阶段，SiC MOSFET和下管二极管的电流、电压会有明显振荡。SiC MOSFET开关瞬态管电流和端电压的振荡，一般其根源是MOSFET或二极管关断时的等效电容，与换流回路中的杂散电感和小的杂散电阻之间，形成的欠阻尼振荡。图 2中的S4、S8分别表示开通稳态和关断稳态。
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| 图 2 (网络版彩图)SiC MOSFET开关瞬态划分阶段 |
SRVSD方法的基本思路是在开关瞬态S1、S2、S3、S5、S6、S7阶段施加不同的驱动电压，从而实现对特定开关特性的控制与优化。这些驱动电压可以是预设的，也可以是根据待控开关特性进行在线自动调整所得的[22-23]。这里采用与文[22]相同的驱动电压产生方式，即用驱动板上的现场可编程逻辑门阵列(field programmable gate array，FPGA)输出相应数字量，该数字量经过数模转换器，运算放大器和推挽放大器后，即可产生所需的驱动电压。
1.1.1 开通瞬态与SiC MOSFET开通瞬态有关的主要开关特性包括各阶段时长、开通损耗、diD/dt、dvDS/dt。这里给出开通延迟S1阶段时长以及diD/dt、dvDS/dt，如式(1)—(3)所示。其中：Rgon、Ciss、CGD分别是开通驱动电阻、栅极输入电容、Miller电容；Vth、Vml、gm是MOSFET的阈值电压、Miller电平、跨导；TSx和vG, Sx是Sx阶段时长和驱动电压。
根据式(1)—(3)，SRVSD方法可以方便地通过调节驱动电压来实现控制或优化SiC MOSFET开通特性。
| $ {T_{{S_1}}} = {R_{{\rm{gon}}}}{C_{{\rm{iss}}}}\ln \frac{{{v_{{\rm{G}}, {S_1}}} - {V_{{\rm{EE}}}}}}{{{v_{{\rm{G}}, {S_1}}} - {V_{{\rm{th}}}}}}, $ | (1) |
| $ \left\| {\frac{{{\rm{d}}{i_{\rm{D}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \right\| = \left\| {{g_{\rm{m}}}\frac{{{v_{{\rm{G}}, {S_2}}} - {i_{\rm{D}}}/{g_{\rm{m}}} - {V_{{\rm{th}}}}}}{{{R_{{\rm{gon}}}}{C_{{\rm{iss}}}}}}} \right\|, $ | (2) |
| $ \left\| {\frac{{{\rm{d}}{v_{{\rm{DS}}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \right\| = \left\| {\frac{{{v_{{\rm{G}}, {S_3}}} - {V_{{\rm{ml}}}}}}{{{C_{{\rm{GD}}}}{R_{{\rm{gon}}}}}}} \right\|. $ | (3) |
图 2a中采用的是与CGD方法相同的驱动电压，即vG, S1=vG, S2= vG, S3=VCC。图 2a中irr表示开通瞬态管电流过冲。
1.1.2 关断瞬态式(4)—(6)给出了SiC MOSFET关断瞬态的关断延迟以及dvDS/dt、diD/dt。其中Rgoff是关断驱动电阻。
| $ {T_{{S_5}}} = {R_{{\rm{goff}}}}{C_{{\rm{iss}}}}\ln \frac{{{V_{{\rm{CC}}}} - {v_{{\rm{G}}, {S_5}}}}}{{{V_{{\rm{ml}}}} - {v_{{\rm{G}}, {S_5}}}}}, $ | (4) |
| $ \left\| {\frac{{{\rm{d}}{v_{{\rm{DS}}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \right\| = \left\| {\frac{{{V_{{\rm{ml}}}} - {v_{{\rm{G}}, {S_6}}}}}{{{R_{{\rm{goff}}}}{C_{{\rm{GD}}}}}}} \right\|, $ | (5) |
| $ \left\| {\frac{{{\rm{d}}{i_{\rm{D}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \right\| = \left\| {{g_{\rm{m}}}\frac{{{i_{\rm{D}}}/{g_{\rm{m}}} + {V_{{\rm{th}}}} - {v_{{\rm{G}}, {S_7}}}}}{{{R_{{\rm{goff}}}}{C_{{\rm{iss}}}}}}} \right\|. $ | (6) |
图 2b中采用的是与CGD方法相同的驱动电压，即vG, S5=vG, S6=vG, S7=VEE。图 2b中vos表示关断瞬态端电压过冲。
1.1.3 开关特性控制思路与原则本文主要是利用SRVSD方法，在不增大开关瞬态iD、vDS，峰值iD, PK(=IL+irr)、vDS, PK(=Vbus+vos)的情况下，降低SiC MOSFET的开关损耗。根据文[22]的分析，在一定的换流条件下，irr、vos主要是由diD/dt决定。根据式(2)和(6)，SRVSD方法在采用更小的驱动电阻时，可以通过单独改变S2、S7阶段的驱动电压实现对iD, PK、vDS, PK的抑制。SRVSD方法可以同时在S1、S3阶段施加最高的驱动电压VCC，在S5、S6阶段施加最低的驱动电压VEE，以实现更低的开关延迟和损耗。考虑到SiC器件开关速度较快，其开关瞬态可能对SRVSD方法的正常运行产生较大的干扰，这里从硬件和软件两方面作了设计或保护，以保证SRVSD方法的可靠运行。硬件方面，考虑了采样量频繁变化的正方向，用合适的阻容分压比以及钳位二极管，保证驱动板元器件输入电压在合适范围内；硬件上也对如运放最大输出电流、运放和推挽的功耗等进行了仿真运算，论证了运放和推挽等元件具有连续工作能力。软件方面，在FPGA中采用状态机的工作方式，并对各个开关瞬态阶段进行计时，以保证SRVSD方法总可以根据合适的反馈信号，进行器件的开关行为控制或及时保护。
1.2 SRVSD用于SiC MOSFET时驱动电路参数补偿根据节2.1的原理介绍可知，SRVSD方法的硬件电路主要分为两部分：第1部分是驱动电压产生电路，第2部分是用于判断当前开关状态的采样电路。文[22]所提出的SRVSD方法硬件电路实现很简洁，本文大部分沿用了该硬件电路。
但文[22]中SRVSD方法应用对象是IGBT，其开关速度相对于本文研究的SiC MOSFET较慢。将SRVSD方法应用于SiC MOSFET时，需要对其采样反馈回路进行参数补偿。
对于第1部分驱动电压产生电路的响应速度，节2会有实验结果加以验证。对于第2部分的反馈电路，需要调整的是识别S6阶段的电路参数。
本文以美国科锐(Cree)公司的SiC MOSFET模块CAS120M12BM2(按照器件的数据手册，驱动电阻取为2.5 Ω)为例。该器件实测所得‖dvDS/dt‖范围为6~13 V/ns，而文[22]中IGBT的‖dvDS/dt‖范围仅为1~3 V/ns。
识别S6阶段的结束是通过先对端电压vDS进行阻容分压，然后再与参考电压值(记作Vref, H)作比较实现的。但是，SiC MOSFET的‖dvDS/dt‖较大，在反馈电路和驱动电压产生电路这2个延迟影响下，当SRVSD方法在获得S6阶段结束信号并将驱动电压调节为vG, S7时，vDS可能已经超过母线电压甚至达到端电压峰值，这将会导致对关断瞬态‖diD/dt‖、vos人为控制失效。因此，在实际设计Vref, H时，应当考虑回路总延迟和较大的‖dvDS/dt‖时，该值应该保证vG, S7施加时vDS仍然低于Vbus。
这里给出识别S6阶段结束的反馈电路参考电压值的补偿方法，如式(7)所示。
| $ {{V'}_{{\rm{ref}}, {\rm{H}}}} = {V_{{\rm{ref}}, {\rm{ideal}}}} - {T_{{\rm{dly}}}}\left\| {{\rm{d}}{v_{{\rm{DS}}}}/{\rm{d}}t} \right\|{k_{\rm{V}}}. $ | (7) |
其中：V'ref, H为补偿后的参考值，Vref, ideal是反馈回路延迟为零时的参考值，Tdly为反馈回路延迟，kV是端电压分压电路的分压比。
2 对SiC MOSFET开关特性优化的双脉冲实验验证本节主要是通过双脉冲实验，验证SRVSD方法对SiC MOSFET开关特性的控制与改善效果，并将实验结果与CGD方法、文[13]中的AGD方法进行对比。本文实验选用的SiC MOSFET是科锐公司1 200 V/120 A模块CAS120M12BM2，与文[13]相同。
2.1 驱动电压阶跃速度SRVSD方法对开关特性的调节，依赖于在不同阶段施加不同的驱动电压vG。考虑到SiC MOSFET的开关瞬态极短，要求驱动电压发生阶跃时有较低的延迟，因此测试了驱动电压产生电路分别从VCC、VEE发生阶跃时的延迟。如图 3a所示，当vG从VCC向下阶跃幅度达到10 V时，延迟只有8 ns；同样地，图 3b中vG从VEE向上阶跃的最大延迟也只有8 ns。该延迟极短，可以满足SiC MOSFET的控制要求。
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| 图 3 (网络版彩图)SRVSD用于SiC MOSFET时驱动电压阶跃响应速度 |
2.2 SRVSD控制下开关瞬态波形与CGD的对比
对2种驱动方法性能的比较原则是保持二者有相同的iD, PK、vDS, PK，然后对开关延迟和损耗进行对比。这里为了方便与文[13]中所提AGD方法的性能作比较，对CGD也选用了与文[13]相同的18 Ω驱动电阻，对SRVSD选用了3 Ω驱动电阻。
以450 V/50 A的换流条件为例，SRVSD和CGD方法下SiC MOSFET的开关瞬态波形如图 4所示。在图 4a中可以看到，为了获得相同电流峰值iD, PK，SRVSD方法在S2阶段施加了约10 V的较低的驱动电压；在图 4b中，SRVSD方法在S7阶段施加了高于VEE的驱动电压，从而获得相似的vDS, PK。
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| 图 4 (网络版彩图)450 V/50 A下SRVSD和CGD开关瞬态波形对比 |
从图 4显然可以看到，SRVSD方法在不增大开关瞬态峰值的同时获得了更低的开关延迟。由于开通、关断瞬态中，SRVSD方法的‖dvDS/dt‖明显大于CGD方法，因而SRVSD的开关损耗更低。
2.3 与CGD方法的开关特性比较为了更直观地比较SRVSD和CGD方法对SiC MOSFET开关特性的控制效果，将母线电压Vbus=450 V，负载电流IL分别为25、50、75 A时的开关瞬态过冲、开关延迟和开关损耗进行比较。
图 5给出了SRVSD和CGD方法下的开通瞬态特性。可以看到，在管电流过冲相近时，SRVSD比CGD方法最大可降低53%和30%的开通延迟和损耗。图 6给出了SRVSD和CGD方法下的关断瞬态特性。可以看到，在端电压过冲相近时，SRVSD比CGD方法最大可降低65%和67%的关断延迟和损耗。
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| 图 5 (网络版彩图)SRVSD和CGD方法不同负载电流下开通性能对比 |
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| 图 6 (网络版彩图)SRVSD和CGD方法不同负载电流下关断性能对比 |
2.4 与文[13]方法的开关特性比较
文[13]方法是一种电流源型闭环驱动方法，通过调整栅极电流来优化SiC MOSFET的开关瞬态过程。由于文[13]所用SiC MOSFET的型号与本文相同，且文[13]中CGD的驱动电阻也是18 Ω，换流工况也与本文类似，因此可以直接进行性能比较。
根据文[13]中表IV给出的开关损耗数据，其相对于CGD方法，在IL=30 A时可以实现开通、关断瞬态总损耗降低8%，在IL=60 A时则是降低总损耗43%。本文的SRVSD方法，在IL=30 A可以实现开通、关断瞬态总损耗降低29%，在IL=60 A时约降低总损耗43%。可见，本文所提的SRVSD方法与文[13]的AGD方法相比，可以降低更多的开关损耗。
3 SRVSD对SiC MOSFET变换器性能的提升 3.1 Buck电路参数本文以Buck变换器为例，研究了SRVSD方法对电力电子变换器性能的提升。所设计的Buck变换器的输入母线的薄膜电容参数为1 mF/800 V，滤波电感为0.6 mH，输出为耐压800 V、电容值4.5 mF的电解电容。Buck的功率半导体器件是由CAS120M12BM2模块构成，其中上管是主管，下管保持关断，只有反并联二极管工作。
所设计的Buck变换器平台如图 7所示，其中各关键参数值如表 1所示。本文实验中，SiC MOSFET工作开关频率为10 kHz或20 kHz，占空比有8%、12%和16% 3种情况。本文用日本横河(YOKOGAWA)的WT1800精密功率分析仪来测量Buck变换器的输入功率、输出功率和效率。
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| 图 7 (网络版彩图)基于SiC MOSFET模块CAS120M12BM2的Buck变换器平台实物图 |
| 输入电压 | 300 V |
| 输入母排电容 | 1 mF/800 V |
| 电感L | 0.6 mH |
| 输出母排电容 | 4.5 mF/800 V |
| 模块型号 | 科锐CAS120M12BM2 |
| 负载电阻RL | 1 Ω |
| 最大输出电压 | 50 V |
| 精密功率分析仪 | YOKOGAWA WT1800 |
| 示波器 | Tektronix MSO56, 350 MHz |
| iD测量探头 | PEM CWT06, 120 A/30 MHz |
| vDS测量探头 | P5100A, 2 500 V/500 MHz |
3.2 SRVSD与CGD方法下变换器的效率对比
图 8给出了输入电压300 V、主管SiC MOSFET开关频率为20 kHz、占空比等于16%时，CGD方法下Buck变换器的实验波形，其中图 8b是图 8a最后一个脉冲的放大图。可以看到，CGD方法并没有调整驱动电压，开通瞬态电流峰值iD, PK=63 A，关断瞬态端电压峰值为vDS, PK=345 V。精密功率分析仪WT1800测得图 8对应的变换器效率为η=89.783%。
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| 图 8 (网络版彩图)开关频率20 kHz、占空比16%、输入电压300 V时CGD方法下Buck实验波形与数据 |
图 9给出了Buck电路在SRVSD方法下的实验波形，其中图 9b是图 9a最后一个脉冲的放大图。可以看到，SRSVD方法根据反馈的iD、vDS信息，在开关瞬态时在线作了驱动电压的调整，从而在更低的驱动电阻下实现了与CGD方法相同的开关瞬态应力大小。WT1800测得图 9对应的变换器效率为η=90.189%，比图 8中CGD方法提高了0.4%。
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| 图 9 (网络版彩图)开关频率20 kHz、占空比16%、输入电压300 V时SRVSD方法下Buck实验波形与数据 |
在不同开关频率fsw和不同输出功率PO下，测量了Buck变换器在CGD和SRVSD方法下的效率，结果如图 10所示。从图 10可以看到，在相同开关频率fsw和相同输出功率PO下，SRVSD方法下Buck的效率总是高于CGD方法，且SRVSD方法可以提升变换器效率达0.3%~1%。此外，由于图 10a和10b分别表示主管SiC MOSFET开关频率fsw为10和20 kHz的情况，而更高的开关频率往往会带来更高的损耗；与理论分析相符的是，图 10b中相同驱动方法和工况下变换器的效率总是低于图 10a中的效率。
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| 图 10 (网络版彩图)不同开关频率和输出功率下Buck变换器在CGD和SRVSD方法下的效率对比 |
需要指出的是，这里的实验结果保证在最大负载电流下，CGD和SRVSD方法的开关瞬态电应力相同。在较小的负载电流下，SRVSD方法的电应力可能超过CGD方法，但是始终不会超过最大负载电流下的电应力值。
4 结论本文对已有的AGD方法进行了综述，并从工作原理层面分别指出了它们的不足之处。为了克服这些不足，研究了将本文作者之前提出的SRVSD方法[22-23]应用于开关速度更快的SiC MOSFET时驱动电路参数的补偿方法，并给出了相应的补偿算式。搭建了基于科锐的SiC MOSFET模块CAS120M12BM2的双脉冲实验平台，验证了经过补偿后SRVSD方法适用于SiC MOSFET的开关特性控制与优化。双脉冲实验结果表明，SRVSD方法相对CGD方法可以降低开通延迟53%，降低开通损耗30%，降低关断延迟65%，降低关断损耗67%。
本文基于模块CAS120M12BM2搭建了Buck变换器实验平台。实验结果表明，SRVSD方法在开关瞬态电应力不超过CGD的情况下，可以实现变换器效率提升0.3%~1%。
基于本文的研究结果，以后的研究工作会将SRVSD方法应用于更复杂的变换器中，一方面探索确保SRVSD方法稳定持久运行的措施，其中包括解决串扰、控制稳定性、死区等问题，另一方面力求通过驱动方法改进来提升变换器性能。
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